LED恒流驅(qū)動電路中恢復二極管的選擇

  在全球能源短缺的背景下，節(jié)能已成為全球熱議的話題。2011年我國耗電總量46928億kWh，其中照明用電占12%，約5631億度，可見在照明領(lǐng)域的節(jié)能有著重要的效益。
  LED的亮度與通過它的正向電流成正比。從LED的伏安特性可知，當采用恒壓供電時，電源電壓的波動會引起LED電流較大的變化；另外LED伏安特性有具有負溫度系數(shù)的特點，工作過程中隨溫度的升高，亮度會減小。實際應用時，一般采用多只LED串聯(lián)方式，不同廠家或同一廠家的LED離散性較大，為了保證串聯(lián)LED有相同的亮度，延長LED壽命，恒流驅(qū)動是理想的選擇。
  文章針對實際應用中的一種3W白色LED恒流驅(qū)動電路，由于續(xù)流回路恢復二極管的選用問題，造成器件發(fā)熱，無法滿足設(shè)計要求，通過器件工作原理的仔細分析，找到了問題并得到了解決。
 
  1. 問題引出
  LED恒流驅(qū)動電路一般由PWM芯片、MOSFET管、電感及續(xù)流恢復二極管構(gòu)成。圖1為一神實際應用中的電路原理圖，恒流驅(qū)動由PWM芯片U1(HV9910B)、 MOSFET管Q1、3W 白 色 LED D3.、快恢復二扱管D2、電感L3、工作頻率選擇電阻R1、電流采樣電阻R2、R3、R4及濾波電容C6～C9組成。
  設(shè)計要求恒流電流為630mA，D2設(shè)計初期選用了快速恢復二極管FR207，通電工作時，發(fā)現(xiàn)LED回路電流約200mA，LED亮但亮度不夠，此時D2、R2、R3、R4、Q1管發(fā)熱嚴重。

 
  2. 工作原理
  HV9910B是Supertex公司在2007年推出的一種高效的PWM控制的LED驅(qū)動器，其供電電壓范圍為DC8V～DC450V，開關(guān)頻率高達300kHz，可以外接電阻設(shè)置。LED由恒流驅(qū)動，輸出電流由數(shù)mA至1A。
  圖2是HV9910B的內(nèi)部框圖及典型應用電路。直流電壓直接加于VIN腳，當VDD腳超過開啟閾值后，柵極驅(qū)動器工作，GATE腳輸出電壓使MOSFET管導通并運行在開關(guān)狀態(tài)，MOSFET管的源扱接電流檢測電阻Rcs，其電壓加于CS腳，當該電壓超過峰值電流檢測閾值時，柵極驅(qū)動信號終止，MOSFET管截止由于閾值電壓內(nèi)部設(shè)定為250mV，所以，MOSFET管峰值電流由檢測電阻Rcs決定。   外接電路說明：Q代表MOSFET管；D代表續(xù)流回路快恢復二極管；L代表回路電感；Rosc代表頻率設(shè)定電阻；LED代表發(fā)光二極管。
  由于MOSFET管工作在開關(guān)狀態(tài)，導通時，電感充電電流上升截止時，電感放電電流減小顯然，電流到達峰值的時間與電感選用有關(guān)系。嚴格地說，經(jīng)過LED電流是脈動起伏的，不是直流，其平均值與電感值有關(guān)。根據(jù)電感電流是否連續(xù)可以分成如下三種模式，見圖3。這三神工作模式各有優(yōu)缺點，按實際情況進行選用。a模式電流變化范圍小，具有較小的磁滯損耗，一般工作頻率較高，功率管的開關(guān)損耗大，電源電壓變化對應的電流精度高；c模式電流變化大，具有較大的磁滯損耗，一般工作頻率較低，功率管的開關(guān)損耗小，電源電壓變化對應的電流精度低；b模式介于這兩種模式之間，同時具有這兩種模式的優(yōu)缺點。對應市電應用的場合，負載功率高時，建議選用a模式，負載功率適中可選用b模式，負載功率低則可選用c模式。文章中實際電路選用了a模式。  
  3. 問題分析
  圖1中采用恒定頻率的工作模式，電流采樣電阻Rcs(由R2、R3、R4并聯(lián)組成)，Rl1電阻阻值為100kΩ，工作頻率為200kHz。
  通電后，U1的GATE管腳輸出高電平，Q1導通，+24V電源電流經(jīng)濾波器件后到U1管腳1，再經(jīng)D3、L3、Q1、Rcs流回24V地，此時是電感L3儲能過程；U1通過電流采樣電阻Rcs檢測其兩端的電壓，當電壓達到250mV時，U1的GATE管腳輸出低電平，關(guān)斷Q1?；芈分杏捎陔姼蠰3存儲了電能，當Q1關(guān)斷后，L3將釋放其儲能，釋放回路為電流從L3的一端流出，經(jīng)D2、D3，最后回到L3的+端，維持D3繼續(xù)發(fā)光。
 
  3.1 快恢復二極管恢復特性
  二極管和一般開關(guān)的不同在于“開”與“關(guān)”由所加電壓的極性決定，而且“開”態(tài)有微小的壓降，“關(guān)”態(tài)有微小的電流。當電壓由正向變?yōu)榉聪驎r，電流并不立刻成為-Io，而是在一段時間ts內(nèi)反向電流始終很大，二極管并不關(guān)斷；經(jīng)過ts后，反向電流才逐漸變小，再經(jīng)過tf時間，二極管的電流才成為-Io，二極管關(guān)斷，如圖4所示。ts稱為儲存時間，tf作為下降時間，trr稱為反向恢復時間，以上過程稱為反向恢復過程，這實際上是由電荷存儲效應引起的。反向恢復時間就是存儲電荷耗盡所需要的時間。   圖5是引用超快恢復二極管ESID的使用手冊中的關(guān)斷特性曲線和測試電路。從圖中可以看出，ESID反向恢復時間35ns，比普通二扱管的恢復時間要短得多，同時ts也要小。
  圖5二極管的反向恢復時間測試。   從圖4、5可知，由于反向恢復過程存在，當二極管的兩端電壓由正向變?yōu)榉聪驎r，二極管并不馬上關(guān)斷，經(jīng)過trr后才真正關(guān)斷。
 
  3.2 MOSFET管導通特性
  圖6是MOSFET管的開關(guān)時間測試電路與波形。  
  3.2.1 開啟時間t_on
  當V_GS由低電平變?yōu)楦唠娖綍r，MOSFET管導通，V_DS由高電平變?yōu)榈碗娖?。MOSFET管從截止到飽和所需的時間就是開啟時間，包括V_GS導通延時間t_d(on)和V_DS的導通時間tr。即  
  3.2.2關(guān)閉時間t_off
  當V_GS由高電平變?yōu)榈碗娖綍r，MOSFETF管截止，V_DS由高電平變?yōu)榈碗娖?。MOSFET管從截止到飽和所需的時間就是關(guān)斷時間。包括V_GS關(guān)斷延遲時間t_d(on)和V_DS的關(guān)斷時間t_f。即   通常情況下，t_off>t_on，開關(guān)時間一般在納ns數(shù)量級，高頻應用時需考慮。
 
  3.3 問題原因
  由于恢復二極管trr的客觀存在，圖1中電路的實際工作過程如下：
  工作階段：U1中GATA輸出高電平，經(jīng)過t_on時間后，Q1導通，D2關(guān)斷，24V電源從正流出，經(jīng)濾波電路后到U1管腳1，再經(jīng)D3、L3、Q1、Rcs流回電源負端。此時L3充電儲能。
  續(xù)流階段：U1中GATA輸出低電平，經(jīng)過t_off時間后，Q1關(guān)斷，D2正向?qū)?，電流從L3的+端流出。經(jīng)D2、D3，最后回到L3的一端，電感釋放儲能。
  純消耗階段：Q1導通，D2處于trr階段，24V電源從正流出，經(jīng)D2(D2反向?qū)?，Q1、Rcs回到電源負。R_CS阻值為0.4 Ω，此時回路電流很大(24/0.4=60A)，且能量全部轉(zhuǎn)換為熱能，消耗在D2、R2、R3、R4、Q1管上，引起器件的發(fā)熱。
  文章中電路工作是工作階段、續(xù)流階段、純消耗階段三種階段周而復始的循環(huán)過程。純消耗階段越短，電流流經(jīng)D3回路的時間越長，裝置效率越高。
  文章中電路初期設(shè)計中，選用了快恢復二極管FR207，trr為150ns，當MOSFET管工作頻率為200kHz時，即周期為5 µs，根據(jù)圖3中的描述，電感電流工作在連續(xù)的模式，此時在一個周期中，占空比略大于0.5，也就是說trr為工作階段的6%(0.15/2.5= 0.06)，另外純消耗階段回路電流(60/0.63≈10)約為其他階段的10倍，正是FR207的trr太大造成了器件發(fā)熱，效率低，達不到設(shè)計要求。
 
  3.4 問題的解決
  將FR207更換為E81D后，純消耗階段縮短了4倍，問題解決實際上將E81D更換為肖特基二極管SS1100效果更好，用測試設(shè)備測試FR20、ES1D、SS1100的恢復時間，結(jié)果SS1100最短(約為10ns)，同時驗證了本章的分析。
 
  4. 結(jié)論
  在由PWM芯片實現(xiàn)的LED恒流驅(qū)動電路中，續(xù)流回路二極管應該選用trr短的快恢復二極管，當電壓低時，盡量選用肖特基二扱管。通常情況，我們常常會忽略掉純消耗階段的存在，真正理解了二極管的反向恢復特性，才能設(shè)計出合理的電路，另外當二極管在較高頻率當作“開關(guān)”使用時，如果反向脈沖的持續(xù)時間比trr短，到二極管在正、反向都可導通，起不到開關(guān)作用，即二極管的單向?qū)щ娦栽谝欢ǖ念l率范圍內(nèi)是正確的。



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